MOSFET開(kāi)關(guān)損耗
1 開(kāi)通過(guò)程中MOSFET開(kāi)關(guān)損耗
功率MOSFET的柵極電荷特性如圖1所示質量。值得注意的是：下面的開(kāi)通過(guò)程對(duì)應(yīng)著B(niǎo)UCK變換器上管的開(kāi)通狀態(tài)，對(duì)于下管是0電壓開(kāi)通表示，因此開(kāi)關(guān)損耗很小不久前，可以忽略不計(jì)。

圖1 MOSFET開(kāi)關(guān)過(guò)程中柵極電荷特性

開(kāi)通過(guò)程中質生產力，從t0時(shí)刻起體系，柵源極間電容開(kāi)始充電，柵電壓開(kāi)始上升背景下，柵極電壓為

其中：，VGS為PWM柵極驅(qū)動(dòng)器的輸出電壓科技實力，Ron為PWM柵極驅(qū)動(dòng)器內(nèi)部串聯(lián)導(dǎo)通電阻開展試點，Ciss為MOSFET輸入電容，Rg為MOSFET的柵極電阻可靠保障。

VGS電壓從0增加到開(kāi)啟閾值電壓VTH前規劃，漏極沒(méi)有電流流過(guò)，時(shí)間t1為

VGS電壓從VTH增加到米勒平臺(tái)電壓VGP的時(shí)間t2為

VGS處于米勒平臺(tái)的時(shí)間t3為

t3也可以用下面公式計(jì)算：

注意到了米勒平臺(tái)后共同，漏極電流達(dá)到系統(tǒng)*大電流ID各項要求，就保持在電路決定的恒定*大值ID大面積，漏極電壓開(kāi)始下降，MOSFET固有的轉(zhuǎn)移特性使柵極電壓和漏極電流保持比例的關(guān)系優勢與挑戰，漏極電流恒定集成應用，因此柵極電壓也保持恒定，這樣?xùn)艠O電壓不變問題分析，柵源極間的電容不再流過(guò)電流迎來新的篇章，驅(qū)動(dòng)的電流全部流過(guò)米勒電容。過(guò)了米勒平臺(tái)后不負眾望，MOSFET完全導(dǎo)通共同學習，柵極電壓和漏極電流不再受轉(zhuǎn)移特性的約束，就繼續(xù)地增大推動並實現，直到等于驅(qū)動(dòng)電路的電源的電壓。

MOSFET開(kāi)通損耗主要發(fā)生在t2和t3時(shí)間段。下面以一個(gè)具體的實(shí)例計(jì)算更加完善。輸入電壓12V薄弱點，輸出電壓3.3V/6A，開(kāi)關(guān)頻率350kHz密度增加，PWM柵極驅(qū)動(dòng)器電壓為5V應用優勢，導(dǎo)通電阻1.5Ω，關(guān)斷的下拉電阻為0.5Ω信息化，所用的MOSFET為AO4468發展需要，具體參數(shù)為Ciss=955pF，Coss=145pF全方位，Crss=112pF信息，Rg=0.5Ω；當(dāng)VGS=4.5V管理，Qg=9nC廣泛關註；當(dāng)VGS=10V，Qg=17nC，Qgd=4.7nC顯示，Qgs=3.4nC；當(dāng)VGS=5V且ID=11.6A大局，跨導(dǎo)gFS=19S豐富內涵；當(dāng)VDS=VGS且ID=250μA，VTH=2V研究；當(dāng)VGS=4.5V且ID=10A搶抓機遇，RDS(ON)=17.4mΩ。

開(kāi)通時(shí)米勒平臺(tái)電壓VGP：

計(jì)算可以得到電感L=4.7μH.去創新，滿載時(shí)電感的峰峰電流為1.454A結論，電感的谷點(diǎn)電流為5.273A應用創新，峰值電流為6.727A，所以足夠的實力，開(kāi)通時(shí)米勒平臺(tái)電壓VGP=2+5.273/19=2.278V和諧共生，可以計(jì)算得到：

開(kāi)通過(guò)程中產(chǎn)生開(kāi)關(guān)損耗為

開(kāi)通過(guò)程中，Crss和米勒平臺(tái)時(shí)間t3成正比全會精神，計(jì)算可以得出米勒平臺(tái)所占開(kāi)通損耗比例為84%左右，因此米勒電容Crss及所對(duì)應(yīng)的Qgd在MOSFET的開(kāi)關(guān)損耗中起主導(dǎo)作用。Ciss=Crss+Cgs智能化，Ciss所對(duì)應(yīng)電荷為Qg生產製造。對(duì)于兩個(gè)不同的MOSFET，兩個(gè)不同的開(kāi)關(guān)管綜合措施，即使A管的Qg和Ciss小于B管的多元化服務體系，但如果A管的Crss比B管的大得多時(shí)，A管的開(kāi)關(guān)損耗就有可能大于B管攜手共進。因此在實(shí)際選取MOSFET時(shí)實力增強，需要優(yōu)先考慮米勒電容Crss的值。

減小驅(qū)動(dòng)電阻可以同時(shí)降低t3和t2擴大公共數據，從而降低開(kāi)關(guān)損耗，但是過(guò)高的開(kāi)關(guān)速度會(huì)引起EMI的問(wèn)題。提高柵驅(qū)動(dòng)電壓也可以降低t3時(shí)間設計標準。降低米勒電壓深度，也就是降低閾值開(kāi)啟電壓，提高跨導(dǎo)經過，也可以降低t3時(shí)間從而降低開(kāi)關(guān)損耗帶來全新智能。但過(guò)低的閾值開(kāi)啟會(huì)使MOSFET容易受到干擾誤導(dǎo)通，增大跨導(dǎo)將增加工藝復(fù)雜程度和成本核心技術體系。

2 關(guān)斷過(guò)程中MOSFET開(kāi)關(guān)損耗
關(guān)斷的過(guò)程如圖1所示自主研發，分析和上面的過(guò)程相同，需注意的就是此時(shí)要用PWM驅(qū)動(dòng)器內(nèi)部的下拉電阻0.5Ω和Rg串聯(lián)計(jì)算新產品，同時(shí)電流要用*大電流即峰值電流6.727A來(lái)計(jì)算關(guān)斷的米勒平臺(tái)電壓及相關(guān)的時(shí)間值：VGP=2+6.727/19=2.354V預判。

關(guān)斷過(guò)程中產(chǎn)生開(kāi)關(guān)損耗為：

Crss一定時(shí)，Ciss越大有力扭轉，除了對(duì)開(kāi)關(guān)損耗有一定的影響調解製度，還會(huì)影響開(kāi)通和關(guān)斷的延時(shí)時(shí)間，開(kāi)通延時(shí)為圖1中的t1和t2推動，圖2中的t8和t9。

圖2 斷續(xù)模式工作波形

Coss產(chǎn)生開(kāi)關(guān)損耗與對(duì)開(kāi)關(guān)過(guò)程的影響
1 Coss產(chǎn)生的開(kāi)關(guān)損耗
通常設備製造，在MOSFET關(guān)斷的過(guò)程中有效性，Coss充電高質量發展，能量將儲(chǔ)存在其中。Coss同時(shí)也影響MOSFET關(guān)斷過(guò)程中的電壓的上升率dVDS/dt形勢，Coss越大攻堅克難，dVDS/dt就越小，這樣引起的EMI就越小高效節能。反之相關，Coss越小，dVDS/dt就越大基地，就越容易產(chǎn)生EMI的問(wèn)題影響力範圍。

但是，在硬開(kāi)關(guān)的過(guò)程中約定管轄，Coss又不能太大雙向互動，因?yàn)镃oss儲(chǔ)存的能量將在MOSFET開(kāi)通的過(guò)程中，放電釋放能量新創新即將到來，將產(chǎn)生更多的功耗降低系統(tǒng)的整體效率生產效率，同時(shí)在開(kāi)通過(guò)程中，產(chǎn)生大的電流尖峰設計能力。

開(kāi)通過(guò)程中大的電流尖峰產(chǎn)生大的電流應(yīng)力更合理，瞬態(tài)過(guò)程中有可能損壞MOSFET，同時(shí)還會(huì)產(chǎn)生電流干擾適應性，帶來(lái)EMI的問(wèn)題顯著；另外，大的開(kāi)通電流尖峰也會(huì)給峰值電流模式的PWM控制器帶來(lái)電流檢測(cè)的問(wèn)題效果，需要更大的前沿消隱時(shí)間發展的關鍵，防止電流誤檢測(cè)，從而降低了系統(tǒng)能夠工作的*小占空比值體系。
Coss產(chǎn)生的損耗為：

對(duì)于BUCK變換器系統穩定性，工作在連續(xù)模式時(shí)，開(kāi)通時(shí)MOSFET的電壓為輸入電源電壓多種場景。當(dāng)工作在斷續(xù)模式時(shí)科技實力，由于輸出電感以輸出電壓為中心振蕩，Coss電壓值為開(kāi)通瞬態(tài)時(shí)MOSFET的兩端電壓值集中展示，如圖2所示可靠保障。

2 Coss對(duì)開(kāi)關(guān)過(guò)程的影響
圖1中VDS的電壓波形是基于理想狀態(tài)下，用工程簡(jiǎn)化方式來(lái)分析的建設。由于Coss存在共同，實(shí)際的開(kāi)關(guān)過(guò)程中的電壓和電流波形與圖1波形會(huì)有一些差異，如圖3所示。下面以關(guān)斷過(guò)程為例說(shuō)明在此基礎上⊥七M一步；诶硐霠顟B(tài)下，以工程簡(jiǎn)化方式開展，認(rèn)為VDS在t7時(shí)間段內(nèi)線性地從*小值上升到輸入電壓帶動擴大，電流在t8時(shí)間段內(nèi)線性地從*大值下降到0。

圖3 MOSFET開(kāi)關(guān)過(guò)程中實(shí)際波形

實(shí)際過(guò)程中簡單化，由于Coss影響實現了超越，大部分電流從MOSFET中流過(guò)，流過(guò)Coss的非常小開拓創新，甚至可以忽略不計(jì)確定性，因此Coss的充電速度非常慢，電流VDS上升的速率也非常慢更優質。也可以這樣理解：正是因?yàn)镃oss的存在成就，在關(guān)斷的過(guò)程中，由于電容電壓不能突變項目，因此VDS的電壓一直維持在較低的電壓相對開放，可以認(rèn)為是ZVS，即0電壓關(guān)斷綜合運用，功率損耗很小相貫通。

同樣的，在開(kāi)通的過(guò)程中脫穎而出，由于Coss的存在系統，電容電壓不能突變，因此VDS的電壓一直維持在較高的電壓實踐者，實(shí)際的功率損耗很大管理。

在理想狀態(tài)的工程簡(jiǎn)化方式下，開(kāi)通損耗和關(guān)斷損耗基本相同豐富，見(jiàn)圖1中的陰影部分。而實(shí)際的狀態(tài)下，關(guān)斷損耗很小而開(kāi)通損耗很大善於監督，見(jiàn)圖3中的陰影部分大局。

從上面的分析可以看出：在實(shí)際的狀態(tài)下，Coss將絕大部分的關(guān)斷損耗轉(zhuǎn)移到開(kāi)通損耗中數據，但是總的開(kāi)關(guān)功率損耗基本相同效率和安。圖4波形可以看到，關(guān)斷時(shí)邁出了重要的一步，VDS的電壓在米勒平臺(tái)起始時(shí)產能提升，電壓上升速度非常慢，在米勒平臺(tái)快結(jié)束時(shí)開(kāi)始快速上升。

圖4 非連續(xù)模式開(kāi)關(guān)過(guò)程中波形

Coss越大或在DS極額外的并聯(lián)更大的電容適應能力，關(guān)斷時(shí)MOSFET越接近理想的ZVS創造性，關(guān)斷功率損耗越小，那么更多能量通過(guò)Coss轉(zhuǎn)移到開(kāi)通損耗中就此掀開。為了使MOSFET整個(gè)開(kāi)關(guān)周期都工作于ZVS，必須利用外部的條件和電路特性，實(shí)現(xiàn)其在開(kāi)通過(guò)程的ZVS總之。如同步BUCK電路下側(cè)續(xù)流管，由于其寄生的二極管或并聯(lián)的肖特基二極管先導(dǎo)通紮實做，然后續(xù)流的同步MOSFET才導(dǎo)通足了準備，因此同步MOSFET是0電壓導(dǎo)通ZVS，而其關(guān)斷是自然的0電壓關(guān)斷ZVS支撐作用，因此同步MOSFET在整個(gè)開(kāi)關(guān)周期是0電壓的開(kāi)關(guān)ZVS穩步前行，開(kāi)關(guān)損耗非常小，幾乎可以忽略不計(jì)著力提升，所以同步MOSFET只有RDS(ON)所產(chǎn)生的導(dǎo)通損耗指導，選取時(shí)只需要考慮RDS（ON）而不需要考慮Crss的值。

注意到圖1是基于連續(xù)電流模式下所得到的波形動手能力，對(duì)于非連續(xù)模式服務品質，由于開(kāi)通前的電流為0，所以深度，除了Coss放電產(chǎn)生的功耗外助力各行，沒(méi)有開(kāi)關(guān)的損耗，即非連續(xù)模式下開(kāi)通損耗為0帶來全新智能。但在實(shí)際的檢測(cè)中互動互補，非連續(xù)模式下仍然可以看到VGS有米勒平臺(tái)，這主要是由于Coss的放電電流產(chǎn)生的自主研發。Coss放電快力度，持續(xù)的時(shí)間短，這樣電流迅速降低發展成就，由于VGS和ID的受轉(zhuǎn)移特性的約束性能，所以當(dāng)電流突然降低時(shí)，VGS也會(huì)降低優勢，VGS波形前沿的米勒平臺(tái)處產(chǎn)生一個(gè)下降的凹坑設計，并伴隨著振蕩。

希望看到這里大家都能深入理解功率MOSFET的開(kāi)關(guān)損耗品率。

MOSFET開(kāi)關(guān)損耗
1 開(kāi)通過(guò)程中MOSFET開(kāi)關(guān)損耗
功率MOSFET的柵極電荷特性如圖1所示拓展應用。值得注意的是：下面的開(kāi)通過(guò)程對(duì)應(yīng)著B(niǎo)UCK變換器上管的開(kāi)通狀態(tài)非常重要，對(duì)于下管是0電壓開(kāi)通，因此開(kāi)關(guān)損耗很小自動化方案，可以忽略不計(jì)行動力。

圖1 MOSFET開(kāi)關(guān)過(guò)程中柵極電荷特性

開(kāi)通過(guò)程中，從t0時(shí)刻起空間廣闊，柵源極間電容開(kāi)始充電落到實處，柵電壓開(kāi)始上升，柵極電壓為

其中：，VGS為PWM柵極驅(qū)動(dòng)器的輸出電壓營造一處，Ron為PWM柵極驅(qū)動(dòng)器內(nèi)部串聯(lián)導(dǎo)通電阻，Ciss為MOSFET輸入電容創新的技術，Rg為MOSFET的柵極電阻設計能力。

VGS電壓從0增加到開(kāi)啟閾值電壓VTH前，漏極沒(méi)有電流流過(guò)有序推進，時(shí)間t1為

VGS電壓從VTH增加到米勒平臺(tái)電壓VGP的時(shí)間t2為

VGS處于米勒平臺(tái)的時(shí)間t3為

t3也可以用下面公式計(jì)算：

注意到了米勒平臺(tái)后發展，漏極電流達(dá)到系統(tǒng)*大電流ID，就保持在電路決定的恒定*大值ID範圍，漏極電壓開(kāi)始下降效果，MOSFET固有的轉(zhuǎn)移特性使柵極電壓和漏極電流保持比例的關(guān)系，漏極電流恒定，因此柵極電壓也保持恒定求得平衡，這樣?xùn)艠O電壓不變，柵源極間的電容不再流過(guò)電流道路，驅(qū)動(dòng)的電流全部流過(guò)米勒電容面向。過(guò)了米勒平臺(tái)后，MOSFET完全導(dǎo)通空間廣闊，柵極電壓和漏極電流不再受轉(zhuǎn)移特性的約束合作關系，就繼續(xù)地增大，直到等于驅(qū)動(dòng)電路的電源的電壓研學體驗。

MOSFET開(kāi)通損耗主要發(fā)生在t2和t3時(shí)間段結構不合理。下面以一個(gè)具體的實(shí)例計(jì)算。輸入電壓12V深刻內涵，輸出電壓3.3V/6A競爭力，開(kāi)關(guān)頻率350kHz最為突出，PWM柵極驅(qū)動(dòng)器電壓為5V，導(dǎo)通電阻1.5Ω特點，關(guān)斷的下拉電阻為0.5Ω，所用的MOSFET為AO4468，具體參數(shù)為Ciss=955pF意見征詢，Coss=145pF組成部分，Crss=112pF，Rg=0.5Ω集聚；當(dāng)VGS=4.5V發展目標奮鬥，Qg=9nC；當(dāng)VGS=10V狀態，Qg=17nC，Qgd=4.7nC成就，Qgs=3.4nC初步建立；當(dāng)VGS=5V且ID=11.6A，跨導(dǎo)gFS=19S相對開放；當(dāng)VDS=VGS且ID=250μA重要方式，VTH=2V；當(dāng)VGS=4.5V且ID=10A相貫通，RDS(ON)=17.4mΩ增產。

開(kāi)通時(shí)米勒平臺(tái)電壓VGP：

計(jì)算可以得到電感L=4.7μH.，滿載時(shí)電感的峰峰電流為1.454A系統，電感的谷點(diǎn)電流為5.273A的方法，峰值電流為6.727A，所以方法，開(kāi)通時(shí)米勒平臺(tái)電壓VGP=2+5.273/19=2.278V生產創效，可以計(jì)算得到：

開(kāi)通過(guò)程中產(chǎn)生開(kāi)關(guān)損耗為

開(kāi)通過(guò)程中，Crss和米勒平臺(tái)時(shí)間t3成正比進行探討，計(jì)算可以得出米勒平臺(tái)所占開(kāi)通損耗比例為84%緊密協作，因此米勒電容Crss及所對(duì)應(yīng)的Qgd在MOSFET的開(kāi)關(guān)損耗中起主導(dǎo)作用。Ciss=Crss+Cgs管理，Ciss所對(duì)應(yīng)電荷為Qg。對(duì)于兩個(gè)不同的MOSFET，兩個(gè)不同的開(kāi)關(guān)管切實把製度，即使A管的Qg和Ciss小于B管的優化上下，但如果A管的Crss比B管的大得多時(shí)，A管的開(kāi)關(guān)損耗就有可能大于B管最新。因此在實(shí)際選取MOSFET時(shí)穩定性，需要優(yōu)先考慮米勒電容Crss的值。

減小驅(qū)動(dòng)電阻可以同時(shí)降低t3和t2，從而降低開(kāi)關(guān)損耗資源優勢，但是過(guò)高的開(kāi)關(guān)速度會(huì)引起EMI的問(wèn)題應用擴展。提高柵驅(qū)動(dòng)電壓也可以降低t3時(shí)間。降低米勒電壓振奮起來，也就是降低閾值開(kāi)啟電壓建立和完善，提高跨導(dǎo)，也可以降低t3時(shí)間從而降低開(kāi)關(guān)損耗增多。但過(guò)低的閾值開(kāi)啟會(huì)使MOSFET容易受到干擾誤導(dǎo)通啟用，增大跨導(dǎo)將增加工藝復(fù)雜程度和成本。

2 關(guān)斷過(guò)程中MOSFET開(kāi)關(guān)損耗
關(guān)斷的過(guò)程如圖1所示規模設備，分析和上面的過(guò)程相同支撐作用，需注意的就是此時(shí)要用PWM驅(qū)動(dòng)器內(nèi)部的下拉電阻0.5Ω和Rg串聯(lián)計(jì)算，同時(shí)電流要用*大電流即峰值電流6.727A來(lái)計(jì)算關(guān)斷的米勒平臺(tái)電壓及相關(guān)的時(shí)間值：VGP=2+6.727/19=2.354V至關重要。

關(guān)斷過(guò)程中產(chǎn)生開(kāi)關(guān)損耗為：

Crss一定時(shí)著力提升，Ciss越大，除了對(duì)開(kāi)關(guān)損耗有一定的影響建設項目，還會(huì)影響開(kāi)通和關(guān)斷的延時(shí)時(shí)間動手能力，開(kāi)通延時(shí)為圖1中的t1和t2，圖2中的t8和t9傳遞。

圖2 斷續(xù)模式工作波形

Coss產(chǎn)生開(kāi)關(guān)損耗與對(duì)開(kāi)關(guān)過(guò)程的影響
1 Coss產(chǎn)生的開(kāi)關(guān)損耗
通常充分，在MOSFET關(guān)斷的過(guò)程中，Coss充電的發生，能量將儲(chǔ)存在其中融合。Coss同時(shí)也影響MOSFET關(guān)斷過(guò)程中的電壓的上升率dVDS/dt，Coss越大相結合，dVDS/dt就越小引領，這樣引起的EMI就越小。反之更加廣闊，Coss越小優化服務策略，dVDS/dt就越大，就越容易產(chǎn)生EMI的問(wèn)題示範。

但是技術節能，在硬開(kāi)關(guān)的過(guò)程中，Coss又不能太大發展基礎，因?yàn)镃oss儲(chǔ)存的能量將在MOSFET開(kāi)通的過(guò)程中延伸，放電釋放能量，將產(chǎn)生更多的功耗降低系統(tǒng)的整體效率要求，同時(shí)在開(kāi)通過(guò)程中，產(chǎn)生大的電流尖峰認為。

開(kāi)通過(guò)程中大的電流尖峰產(chǎn)生大的電流應(yīng)力，瞬態(tài)過(guò)程中有可能損壞MOSFET國際要求，同時(shí)還會(huì)產(chǎn)生電流干擾紮實，帶來(lái)EMI的問(wèn)題；另外實事求是，大的開(kāi)通電流尖峰也會(huì)給峰值電流模式的PWM控制器帶來(lái)電流檢測(cè)的問(wèn)題自動化方案，需要更大的前沿消隱時(shí)間，防止電流誤檢測(cè)結構，從而降低了系統(tǒng)能夠工作的*小占空比值空間廣闊。
Coss產(chǎn)生的損耗為：

對(duì)于BUCK變換器，工作在連續(xù)模式時(shí)效果，開(kāi)通時(shí)MOSFET的電壓為輸入電源電壓。當(dāng)工作在斷續(xù)模式時(shí)，由于輸出電感以輸出電壓為中心振蕩服務水平，Coss電壓值為開(kāi)通瞬態(tài)時(shí)MOSFET的兩端電壓值線上線下，如圖2所示。

2 Coss對(duì)開(kāi)關(guān)過(guò)程的影響
圖1中VDS的電壓波形是基于理想狀態(tài)下哪些領域，用工程簡(jiǎn)化方式來(lái)分析的。由于Coss存在產品和服務，實(shí)際的開(kāi)關(guān)過(guò)程中的電壓和電流波形與圖1波形會(huì)有一些差異像一棵樹，如圖3所示。下面以關(guān)斷過(guò)程為例說(shuō)明不斷創新「咝Ю?；诶硐霠顟B(tài)下，以工程簡(jiǎn)化方式去突破，認(rèn)為VDS在t7時(shí)間段內(nèi)線性地從*小值上升到輸入電壓品質，電流在t8時(shí)間段內(nèi)線性地從*大值下降到0。

圖3 MOSFET開(kāi)關(guān)過(guò)程中實(shí)際波形

實(shí)際過(guò)程中，由于Coss影響能運用，大部分電流從MOSFET中流過(guò)，流過(guò)Coss的非常小參與水平，甚至可以忽略不計(jì)講理論，因此Coss的充電速度非常慢，電流VDS上升的速率也非常慢智能設備。也可以這樣理解：正是因?yàn)镃oss的存在解決問題，在關(guān)斷的過(guò)程中，由于電容電壓不能突變不要畏懼，因此VDS的電壓一直維持在較低的電壓導向作用，可以認(rèn)為是ZVS蓬勃發展，即0電壓關(guān)斷，功率損耗很小。

同樣的落實落細，在開(kāi)通的過(guò)程中，由于Coss的存在事關全面，電容電壓不能突變交流等，因此VDS的電壓一直維持在較高的電壓，實(shí)際的功率損耗很大發展目標奮鬥。

在理想狀態(tài)的工程簡(jiǎn)化方式下自動化裝置，開(kāi)通損耗和關(guān)斷損耗基本相同，見(jiàn)圖1中的陰影部分規劃。而實(shí)際的狀態(tài)下關規定，關(guān)斷損耗很小而開(kāi)通損耗很大，見(jiàn)圖3中的陰影部分應用前景。

從上面的分析可以看出：在實(shí)際的狀態(tài)下指導，Coss將絕大部分的關(guān)斷損耗轉(zhuǎn)移到開(kāi)通損耗中，但是總的開(kāi)關(guān)功率損耗基本相同兩個角度入手。圖4波形可以看到關註點，關(guān)斷時(shí)，VDS的電壓在米勒平臺(tái)起始時(shí)進入當下，電壓上升速度非常慢建強保護，在米勒平臺(tái)快結(jié)束時(shí)開(kāi)始快速上升。

圖4 非連續(xù)模式開(kāi)關(guān)過(guò)程中波形

Coss越大或在DS極額外的并聯(lián)更大的電容首次，關(guān)斷時(shí)MOSFET越接近理想的ZVS流動性，關(guān)斷功率損耗越小，那么更多能量通過(guò)Coss轉(zhuǎn)移到開(kāi)通損耗中生產效率。為了使MOSFET整個(gè)開(kāi)關(guān)周期都工作于ZVS反應能力，必須利用外部的條件和電路特性，實(shí)現(xiàn)其在開(kāi)通過(guò)程的ZVS競爭激烈。如同步BUCK電路下側(cè)續(xù)流管投入力度，由于其寄生的二極管或并聯(lián)的肖特基二極管先導(dǎo)通，然后續(xù)流的同步MOSFET才導(dǎo)通學習，因此同步MOSFET是0電壓導(dǎo)通ZVS關鍵技術，而其關(guān)斷是自然的0電壓關(guān)斷ZVS，因此同步MOSFET在整個(gè)開(kāi)關(guān)周期是0電壓的開(kāi)關(guān)ZVS，開(kāi)關(guān)損耗非常小有所提升，幾乎可以忽略不計(jì)，所以同步MOSFET只有RDS(ON)所產(chǎn)生的導(dǎo)通損耗最深厚的底氣，選取時(shí)只需要考慮RDS（ON）而不需要考慮Crss的值敢於挑戰。

注意到圖1是基于連續(xù)電流模式下所得到的波形資源優勢，對(duì)于非連續(xù)模式，由于開(kāi)通前的電流為0過程中，所以振奮起來，除了Coss放電產(chǎn)生的功耗外，沒(méi)有開(kāi)關(guān)的損耗特征更加明顯，即非連續(xù)模式下開(kāi)通損耗為0增多。但在實(shí)際的檢測(cè)中，非連續(xù)模式下仍然可以看到VGS有米勒平臺(tái)，這主要是由于Coss的放電電流產(chǎn)生的估算。Coss放電快，持續(xù)的時(shí)間短達到，這樣電流迅速降低深入各系統，由于VGS和ID的受轉(zhuǎn)移特性的約束，所以當(dāng)電流突然降低時(shí)的可能性，VGS也會(huì)降低進一步推進，VGS波形前沿的米勒平臺(tái)處產(chǎn)生一個(gè)下降的凹坑，并伴隨著振蕩系列。

希望看到這里做照明驅(qū)動(dòng)的朋友都希望自己做的驅(qū)動(dòng)板能達(dá)到很高的效率明確相關要求，除開(kāi)驅(qū)動(dòng)芯片本身的損耗如果加深對(duì)MOS管開(kāi)關(guān)的損耗做適當(dāng)?shù)碾娐氛{(diào)整我想多多少少也是可以擠出一部分效率來(lái)的哦。
以下內(nèi)容詳細(xì)分析計(jì)算開(kāi)關(guān)損耗方案，并論述實(shí)際狀態(tài)下功率MOSFET的開(kāi)通過(guò)程和自然零電壓關(guān)斷的過(guò)程特點，從而使電子工程師知道哪個(gè)參數(shù)起主導(dǎo)作用并更加深入理解MOSFET。對(duì)提升產(chǎn)品性能應(yīng)該有所幫助主要抓手。

MOSFET開(kāi)關(guān)損耗
1 開(kāi)通過(guò)程中MOSFET開(kāi)關(guān)損耗
功率MOSFET的柵極電荷特性如圖1所示保障。值得注意的是：下面的開(kāi)通過(guò)程對(duì)應(yīng)著B(niǎo)UCK變換器上管的開(kāi)通狀態(tài)重要的角色，對(duì)于下管是0電壓開(kāi)通空間載體，因此開(kāi)關(guān)損耗很小，可以忽略不計(jì)要落實好。

圖1 MOSFET開(kāi)關(guān)過(guò)程中柵極電荷特性

開(kāi)通過(guò)程中即將展開，從t0時(shí)刻起，柵源極間電容開(kāi)始充電相對簡便，柵電壓開(kāi)始上升創新科技，柵極電壓為

其中：，VGS為PWM柵極驅(qū)動(dòng)器的輸出電壓延伸，Ron為PWM柵極驅(qū)動(dòng)器內(nèi)部串聯(lián)導(dǎo)通電阻有很大提升空間，Ciss為MOSFET輸入電容，Rg為MOSFET的柵極電阻。

VGS電壓從0增加到開(kāi)啟閾值電壓VTH前認為，漏極沒(méi)有電流流過(guò)運行好，時(shí)間t1為

VGS電壓從VTH增加到米勒平臺(tái)電壓VGP的時(shí)間t2為

VGS處于米勒平臺(tái)的時(shí)間t3為

t3也可以用下面公式計(jì)算：

注意到了米勒平臺(tái)后，漏極電流達(dá)到系統(tǒng)*大電流ID紮實，就保持在電路決定的恒定*大值ID同期，漏極電壓開(kāi)始下降，MOSFET固有的轉(zhuǎn)移特性使柵極電壓和漏極電流保持比例的關(guān)系可能性更大，漏極電流恒定鍛造，因此柵極電壓也保持恒定，這樣?xùn)艠O電壓不變使命責任，柵源極間的電容不再流過(guò)電流共謀發展，驅(qū)動(dòng)的電流全部流過(guò)米勒電容。過(guò)了米勒平臺(tái)后追求卓越，MOSFET完全導(dǎo)通發展機遇，柵極電壓和漏極電流不再受轉(zhuǎn)移特性的約束，就繼續(xù)地增大性能，直到等于驅(qū)動(dòng)電路的電源的電壓。

MOSFET開(kāi)通損耗主要發(fā)生在t2和t3時(shí)間段。下面以一個(gè)具體的實(shí)例計(jì)算強化意識。輸入電壓12V聽得進，輸出電壓3.3V/6A，開(kāi)關(guān)頻率350kHz合理需求，PWM柵極驅(qū)動(dòng)器電壓為5V全技術方案，導(dǎo)通電阻1.5Ω，關(guān)斷的下拉電阻為0.5Ω先進水平，所用的MOSFET為AO4468重要的，具體參數(shù)為Ciss=955pF，Coss=145pF共享，Crss=112pF高端化，Rg=0.5Ω；當(dāng)VGS=4.5V姿勢，Qg=9nC參與水平；當(dāng)VGS=10V，Qg=17nC有望，Qgd=4.7nC智能設備，Qgs=3.4nC；當(dāng)VGS=5V且ID=11.6A服務效率，跨導(dǎo)gFS=19S不要畏懼；當(dāng)VDS=VGS且ID=250μA，VTH=2V蓬勃發展；當(dāng)VGS=4.5V且ID=10A作用，RDS(ON)=17.4mΩ可持續。

開(kāi)通時(shí)米勒平臺(tái)電壓VGP：

計(jì)算可以得到電感L=4.7μH.，滿載時(shí)電感的峰峰電流為1.454A示範推廣，電感的谷點(diǎn)電流為5.273A情況，峰值電流為6.727A，所以大大縮短，開(kāi)通時(shí)米勒平臺(tái)電壓VGP=2+5.273/19=2.278V堅持好，可以計(jì)算得到：

開(kāi)通過(guò)程中產(chǎn)生開(kāi)關(guān)損耗為

開(kāi)通過(guò)程中，Crss和米勒平臺(tái)時(shí)間t3成正比高質量，計(jì)算可以得出米勒平臺(tái)所占開(kāi)通損耗比例為84%構建，因此米勒電容Crss及所對(duì)應(yīng)的Qgd在MOSFET的開(kāi)關(guān)損耗中起主導(dǎo)作用。Ciss=Crss+Cgs大幅增加，Ciss所對(duì)應(yīng)電荷為Qg平臺建設。對(duì)于兩個(gè)不同的MOSFET，兩個(gè)不同的開(kāi)關(guān)管服務延伸，即使A管的Qg和Ciss小于B管的先進技術，但如果A管的Crss比B管的大得多時(shí)，A管的開(kāi)關(guān)損耗就有可能大于B管貢獻力量。因此在實(shí)際選取MOSFET時(shí)合作，需要優(yōu)先考慮米勒電容Crss的值。

減小驅(qū)動(dòng)電阻可以同時(shí)降低t3和t2前景，從而降低開(kāi)關(guān)損耗，但是過(guò)高的開(kāi)關(guān)速度會(huì)引起EMI的問(wèn)題。提高柵驅(qū)動(dòng)電壓也可以降低t3時(shí)間進一步。降低米勒電壓宣講手段，也就是降低閾值開(kāi)啟電壓，提高跨導(dǎo)部署安排，也可以降低t3時(shí)間從而降低開(kāi)關(guān)損耗競爭激烈。但過(guò)低的閾值開(kāi)啟會(huì)使MOSFET容易受到干擾誤導(dǎo)通，增大跨導(dǎo)將增加工藝復(fù)雜程度和成本。

2 關(guān)斷過(guò)程中MOSFET開(kāi)關(guān)損耗
關(guān)斷的過(guò)程如圖1所示，分析和上面的過(guò)程相同意見征詢，需注意的就是此時(shí)要用PWM驅(qū)動(dòng)器內(nèi)部的下拉電阻0.5Ω和Rg串聯(lián)計(jì)算各有優勢，同時(shí)電流要用*大電流即峰值電流6.727A來(lái)計(jì)算關(guān)斷的米勒平臺(tái)電壓及相關(guān)的時(shí)間值：VGP=2+6.727/19=2.354V。

關(guān)斷過(guò)程中產(chǎn)生開(kāi)關(guān)損耗為：

Crss一定時(shí)有所提升，Ciss越大了解情況，除了對(duì)開(kāi)關(guān)損耗有一定的影響，還會(huì)影響開(kāi)通和關(guān)斷的延時(shí)時(shí)間法治力量，開(kāi)通延時(shí)為圖1中的t1和t2長期間，圖2中的t8和t9新的力量。

圖2 斷續(xù)模式工作波形

Coss產(chǎn)生開(kāi)關(guān)損耗與對(duì)開(kāi)關(guān)過(guò)程的影響
1 Coss產(chǎn)生的開(kāi)關(guān)損耗
通常，在MOSFET關(guān)斷的過(guò)程中是目前主流，Coss充電分享，能量將儲(chǔ)存在其中。Coss同時(shí)也影響MOSFET關(guān)斷過(guò)程中的電壓的上升率dVDS/dt便利性，Coss越大開展研究，dVDS/dt就越小，這樣引起的EMI就越小信息化。反之力量，Coss越小，dVDS/dt就越大，就越容易產(chǎn)生EMI的問(wèn)題方式之一。

但是，在硬開(kāi)關(guān)的過(guò)程中深刻認識，Coss又不能太大首要任務，因?yàn)镃oss儲(chǔ)存的能量將在MOSFET開(kāi)通的過(guò)程中，放電釋放能量新型儲能，將產(chǎn)生更多的功耗降低系統(tǒng)的整體效率提升行動，同時(shí)在開(kāi)通過(guò)程中，產(chǎn)生大的電流尖峰技術交流。

開(kāi)通過(guò)程中大的電流尖峰產(chǎn)生大的電流應(yīng)力交流，瞬態(tài)過(guò)程中有可能損壞MOSFET，同時(shí)還會(huì)產(chǎn)生電流干擾保障，帶來(lái)EMI的問(wèn)題重要的角色；另外，大的開(kāi)通電流尖峰也會(huì)給峰值電流模式的PWM控制器帶來(lái)電流檢測(cè)的問(wèn)題體製，需要更大的前沿消隱時(shí)間要落實好，防止電流誤檢測(cè)，從而降低了系統(tǒng)能夠工作的*小占空比值向好態勢。
Coss產(chǎn)生的損耗為：

對(duì)于BUCK變換器相對簡便，工作在連續(xù)模式時(shí)，開(kāi)通時(shí)MOSFET的電壓為輸入電源電壓更默契了。當(dāng)工作在斷續(xù)模式時(shí)特性，由于輸出電感以輸出電壓為中心振蕩，Coss電壓值為開(kāi)通瞬態(tài)時(shí)MOSFET的兩端電壓值流程，如圖2所示共創輝煌。

2 Coss對(duì)開(kāi)關(guān)過(guò)程的影響
圖1中VDS的電壓波形是基于理想狀態(tài)下，用工程簡(jiǎn)化方式來(lái)分析的。由于Coss存在使用，實(shí)際的開(kāi)關(guān)過(guò)程中的電壓和電流波形與圖1波形會(huì)有一些差異，如圖3所示。下面以關(guān)斷過(guò)程為例說(shuō)明建言直達〈蠓卣?；诶硐霠顟B(tài)下，以工程簡(jiǎn)化方式大部分，認(rèn)為VDS在t7時(shí)間段內(nèi)線性地從*小值上升到輸入電壓效高，電流在t8時(shí)間段內(nèi)線性地從*大值下降到0。

圖3 MOSFET開(kāi)關(guān)過(guò)程中實(shí)際波形

實(shí)際過(guò)程中優化程度，由于Coss影響廣度和深度，大部分電流從MOSFET中流過(guò)，流過(guò)Coss的非常小基礎，甚至可以忽略不計(jì)日漸深入，因此Coss的充電速度非常慢，電流VDS上升的速率也非常慢引領作用。也可以這樣理解：正是因?yàn)镃oss的存在預期，在關(guān)斷的過(guò)程中，由于電容電壓不能突變，因此VDS的電壓一直維持在較低的電壓合理需求，可以認(rèn)為是ZVS，即0電壓關(guān)斷基本情況，功率損耗很小先進水平。

同樣的，在開(kāi)通的過(guò)程中充分發揮，由于Coss的存在共享，電容電壓不能突變，因此VDS的電壓一直維持在較高的電壓全面展示，實(shí)際的功率損耗很大姿勢。

在理想狀態(tài)的工程簡(jiǎn)化方式下，開(kāi)通損耗和關(guān)斷損耗基本相同服務，見(jiàn)圖1中的陰影部分重要平臺。而實(shí)際的狀態(tài)下，關(guān)斷損耗很小而開(kāi)通損耗很大選擇適用，見(jiàn)圖3中的陰影部分生動。

從上面的分析可以看出：在實(shí)際的狀態(tài)下，Coss將絕大部分的關(guān)斷損耗轉(zhuǎn)移到開(kāi)通損耗中結構，但是總的開(kāi)關(guān)功率損耗基本相同適應性強。圖4波形可以看到，關(guān)斷時(shí)競爭力所在，VDS的電壓在米勒平臺(tái)起始時(shí)能力建設，電壓上升速度非常慢，在米勒平臺(tái)快結(jié)束時(shí)開(kāi)始快速上升先進的解決方案。

圖4 非連續(xù)模式開(kāi)關(guān)過(guò)程中波形

Coss越大或在DS極額外的并聯(lián)更大的電容基礎，關(guān)斷時(shí)MOSFET越接近理想的ZVS，關(guān)斷功率損耗越小研究進展，那么更多能量通過(guò)Coss轉(zhuǎn)移到開(kāi)通損耗中要素配置改革。為了使MOSFET整個(gè)開(kāi)關(guān)周期都工作于ZVS，必須利用外部的條件和電路特性溝通機製，實(shí)現(xiàn)其在開(kāi)通過(guò)程的ZVS無障礙。如同步BUCK電路下側(cè)續(xù)流管，由于其寄生的二極管或并聯(lián)的肖特基二極管先導(dǎo)通宣講活動，然后續(xù)流的同步MOSFET才導(dǎo)通高產，因此同步MOSFET是0電壓導(dǎo)通ZVS，而其關(guān)斷是自然的0電壓關(guān)斷ZVS先進技術，因此同步MOSFET在整個(gè)開(kāi)關(guān)周期是0電壓的開(kāi)關(guān)ZVS傳承，開(kāi)關(guān)損耗非常小，幾乎可以忽略不計(jì)合作，所以同步MOSFET只有RDS(ON)所產(chǎn)生的導(dǎo)通損耗具有重要意義，選取時(shí)只需要考慮RDS（ON）而不需要考慮Crss的值。

注意到圖1是基于連續(xù)電流模式下所得到的波形，對(duì)于非連續(xù)模式勃勃生機，由于開(kāi)通前的電流為0，所以宣講手段，除了Coss放電產(chǎn)生的功耗外形式，沒(méi)有開(kāi)關(guān)的損耗，即非連續(xù)模式下開(kāi)通損耗為0一站式服務。但在實(shí)際的檢測(cè)中功能，非連續(xù)模式下仍然可以看到VGS有米勒平臺(tái)，這主要是由于Coss的放電電流產(chǎn)生的支撐作用。Coss放電快積極性，持續(xù)的時(shí)間短，這樣電流迅速降低解決，由于VGS和ID的受轉(zhuǎn)移特性的約束性能，所以當(dāng)電流突然降低時(shí)，VGS也會(huì)降低不斷豐富，VGS波形前沿的米勒平臺(tái)處產(chǎn)生一個(gè)下降的凹坑方案，并伴隨著振蕩多種方式。

希望看到這里使用功率MOSFET管中的開(kāi)關(guān)損耗詳解大家都能深入理解功率MOSFET的開(kāi)關(guān)損耗。

大家都能深入理解功率MOSFET的開(kāi)關(guān)損耗實施體系。